在電動汽車OBC應用中，圖騰柱無橋PFC結構簡單，相比於交錯式無橋PFC，使用的功率器件更少，共模干擾小。然而由於MOSFET的體二極體性能比快恢復二極體差，反向恢復問題嚴重。交錯並聯除了可以提升變換器的功率等級外，還可以降低輸入電流的紋波，從而減小輸入的差模干擾，DMEMI濾波器的體積可以降低。與此同時，輸出電流紋波也變小，輸出電容上的 ESR 損耗減小，也有減小輸出電容值的可能性。在輕載時，可以通過關閉其中一相的方法來減小損耗，提升變換器效率。
如圖 所示,vin(t)為輸入電壓,L1和L2為 PFC 電感,S~S為功率 MOSFET,D~D分別為功率 MOSFET的體二極體，C~C分別為功率MOSFET的結電容。Ds和Dsz為低速二極體，C0為輸出電容，RL為輸出電阻。
在上圖的圖騰柱無橋 PFC 電路中，在不同的半個工頻周期里，分別有兩套不同的BOOST 電路，對輸入電流進行功率因數校正。在交流輸入電壓正半周，D2導通，功率MOSFET S2和S4作為主管工作，功率 MOSFET S1和S3作為續流二極體工作。在交流輸入電壓負半周，Ds1導通，功率 MOSFET S2和S4作為主管工作，功率 MOSFET S1和S3作為續流二極體工作。
下面對電路的工作原理進行分析，由於拓撲是對稱的，交流輸入電壓正負半周的工作原理相同，這裡只分析交流輸入電壓正半周時的工作原理。為簡化分析，假設：
1)所有器件都具有理想特性;
2)輸出電容足夠大，輸出電壓保持不變;
3)在一個開關周期里，輸入線電壓保持不變。
兩個橋臂有相同的控制信號，工作在180°相位差，交錯並聯的工作方式有助於減小輸入電流的紋波。由於電感L1和L2或者連接到輸出電容的正端，或者連接到輸出電容的負端，所以在分析電路工作過程時，可以忽略電感與功率 MOSFET 寄生電容的諧振，從而簡化為穩態分析。
基於以上假設，在一個開關周期里，總共有四個可能出現的模式。這四種模式可以簡化成上圖中的三種簡單模式。通常情況下，電感1和L2的值是相等的，即L1=L2=L。如上圖 (a)所示，當兩個橋臂的下管都開通時，相應的簡化電路如上圖 (a)所示，此時輸入電流Iin和流經電感L的電流可以表示為
V(t)是輸入電壓;
如上圖(d)所示，當兩個橋臂的上管都開通時，相應的簡化電路如圖 上圖(b)所示，此時輸入電流Iin和流經電感L1和L2的電流可以表示為
上圖(b)和上圖(c)的簡化電路都是上圖 (b)，此時一個橋臂的上管開通，另一個橋臂的下管開通。此時輸入電流Lin和流經電感L1和L2的電流可以表示為：
Vo是輸出電壓電容；
上圖 (b)和上圖(c)的簡化電路都是圖 (b)，此時一個橋臂的上管開通，另一個橋臂的下管開通。此時輸入電流Iin和流經電感L1和L2的電流可以表示為：
由上面的分析可以發現，輸入電流的變化率之比分別為Vin(t)，Vin(t)-V/2，Vin(t)-V，這和普通的三電平變換器相類似。所以輸入電流的紋波大大減小，同時交錯並聯的結構也會降低輸入電流的紋波。
上圖(a)和上圖(b)給出了占空比大於和小於0.5 時，電路的主要工作波形，此時輸入電壓vin(t)一般小於輸出電壓V。的一半。一個開關周期被分為四階段。當占空比大於0.5時，Ds2在t0實現ZVS，Ds4在t2實現ZVS；當占空比小於0.5時，Ds4在t1實現ZVS，Ds2在t3實現ZVS。
通過對圖騰柱無橋PFC電路工作原理的分析，我們可以了解到，該電路在交流輸入電壓的正負半周內，通過不同的功率MOSFET組合作為主管和續流二極體，實現了高效的功率轉換。理想情況下，簡化的電路模型和穩態分析幫助我們理解了輸入電流的控制機制和紋波的減少。此外，零電壓開關（ZVS）的應用降低了開關損耗，進一步提高了電路的效率。
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