本文介紹了快速設計由 NCP1623 驅動的 CrM/DCM PFC 級的關鍵步驟中的定義關鍵規格與功率級設計，並以實際的 100W 通用電源應用為例進行說明，IC控制電路設計將在後續的推文中分享。
最大輸出功率：100 W
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Rms 線路電壓範圍：90 V - 264 V
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調節輸出電壓：
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低壓為 250 V（115V 電源）
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高壓為 390 V（230V 電源）
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谷底同步頻率折返
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緊湊性
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低 VCC 啟動閾值
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快速線路/負載瞬變補償
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安全保護
系統會永久監控輸入和輸出電壓、MOSFET 電流和晶片溫度，以保護系統免受可能出現的過載，從而使 PFC 級不僅穩健，而且可靠。除 OVP 保護外，還提供了以下保護方法：
1）最大電流限制：電路會檢測 MOSFET 電流。如果檢測到的電流超過了設定的電流限值，則將其關斷。此外，由於電感器飽和或旁路二極體短路等原因，當電流達到限值的 150% 時，電路將進入低占空比操作模式。
2）欠壓保護：當反饋引腳電壓 (VFB) 降至 300 mV 以下時，該電路將關斷，並且在 VFB 超過 530 mV 之前一直保持關斷狀態。當在低壓下啟用輸入電壓跟隨升壓(follower boost)時，FB 引腳拉動 25 uA 電流 (IFB(LL)) 以調低輸出電壓，而 UVP 遲滯閾值則增大至 1.2/1.3 V。如果啟動時交流線路過低或反饋網絡出現故障（例如反饋引腳發生意外接地短路故障），此功能可保護 PFC 級。
3）冗餘過壓保護 (OVP2)：CS/ZCD 多功能引腳用於檢測過高的輸出電壓電平，並在反饋網絡發生錯誤（電阻值錯誤、老化效應…）時防止破壞性輸出電壓失控。
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便於製造和安全測試
PFC 級的元件可能會因製造或處理事故、過大的操作應力或其他故障而導致意外短路、焊接不良或損壞。特別地，控制器的相鄰引腳可能會短路、接地或連接不良。通常要求這種導通/關斷的情況不會引起火災、煙霧或噪音。NCP1623A 集成了增強功能，可協助在諸如引腳連接不當（包括 GND）或是升壓或旁路二極體短路的情況下滿足上述要求。
與 TSOP−6 版本相比，SOIC−8 選項還帶有由 DIS 引腳控制的睡眠模式。該引腳上的高電平或開路會禁用控制器，並將 ICC 偏置電流降至 20 μA 以下（典型值）。此功能有助於滿足苛刻的待機功耗要求。
圖 1：系統板的電路圖步驟 1：定義關鍵規格
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線路頻率 fline
面向 50 Hz/60 Hz 應用。實際上，通常是在 47−63 Hz 的範圍內指定該值。對於“保持時間”等的計算，必須考慮指定最低值。
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最低線路電壓 (Vline,rms)LL
這是 PFC 級必須運行的最小 rms 輸入電壓。該值通常比最小典型電壓（許多國家為 100 V）低 10−12%。我們將取：(Vline,rms)LL 90 V。
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最高線路電壓 (Vline,rms)HL
這是最大 rms 輸入電壓。它通常比最大典型電壓（許多國家為 240 V）高 10%。我們選擇：(Vline,rms)HL 264 V。
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標稱電壓 Vout,nom
這是高壓線調節電壓。Vout,nom 必須高於 (√2 · (Vline,rms)HL )。我們的目標值是 390 V。
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低壓線輸出電壓 Vout,LL
NCP1623A 輸入電壓跟隨升壓(follower boost)功能提供了在低壓下選擇較低調節電壓的能力，以實現 PFC 級的尺寸和效率優化。該值通常被設置為略高於高壓檢測閾值。我們的目標值是 250 V。
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磁峰-峰值輸出電壓紋波 ( Vout)pk−pk
此參數通常以輸出電壓的百分比來指定。必須選擇等於或低於 6% VFB 磁峰-峰值紋波，以免在正常操作中觸發動態響應增強器 (DRE)。
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保持時間 tHOLD−UP
此參數指定在線路壓降期間輸出保持有效的時間。通常指定單線周期。此要求需要了解 PFC 級輸出上為確保應用正常運行所需的最小電壓 (Vout,min )。我們已經假設 (Vout,min = 180 V) 足夠高，可以向下游轉換器提供足夠的輸入電壓。
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輸出功率 Pout
這是 PFC 負載的功耗。
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最大輸出功率 Pout,max
這是最大輸出功率，在我們的應用中為 150W。
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最大輸入功率 (Pin,avg)max
這是在正常運行時可以從電源獲取的最大功率。該值是在滿載、低壓條件下獲得的。假設在這些條件下的效率為 95%，我們將使用：
（公式1）
在重載條件下，NCP1623A 將於臨界導通模式 (CrM) 下運行。因此，電感器、大容量電容和功率矽器件的尺寸通常與其他 CrM PFC 的相同。本章不會詳細說明這一過程，而是強調幾個關鍵點。
電路的導通時間受到內部限制。PFC 級可以提供的功率取決於電感器，因為 L 值將確定給定導通時間的電流上升。具體而言，以下公式給出了 PFC 級的功率能力：
（公式2）
（公式3）與傳統的 CrM 應用一樣，以下公式給出了其他重要參數：
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最大峰值電流：
（公式4）-
最大 rms 電流：
（公式5）在我們的應用中，電感器必須滿足以下要求
（公式6）Ton,max（典型值為 12.5 μs）的最小值為 10.8 μs，將用在公式 6 中，因為這是計算 L 時的最壞情況。建議選擇比公式 6 返回的電感值至少小 25% 的電感值，以獲得充足的裕量。為了系統的緊湊性，選擇的是 200 μH 電感器。它由用於零電流檢測的 10:1 輔助繞組組成。可以看到，CrM 操作中的開關頻率取決於電感器值：
（公式7）例如，在低壓、滿載（正弦曲線頂部）條件下，開關頻率為：
（公式8）上述計算對應的低壓調節電壓為 250 V。
在實際設計中，PFC 輸出功率在輸入電壓過零點時不理想，因此實際導通時間將延長，以調節所需的負載。與公式 4、公式 5 和公式 7 中的計算結果相比，隨著導通時間的延長，電感器峰值和 rms 電流會升高，而開關頻率則降低。因此，建議在公式中增加至少 20% 的裕量。
一般而言，二極體橋和功率開關被置於同一散熱器上。根據經驗，可以估算散熱器必須滿足如下散熱目標：
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在多電源應用中，約為輸出功率的 4%（95% 通常是目標最低效率）
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在單電源應用中，約為輸出功率的 2%。在我們的多電源應用中，大約需要消散 4 W 的熱能。在該熱能的損失源中，可以列出：
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二極體橋的導通損耗可通過以下公式來估算：
（公式9）-
其中 Vf 是橋式二極體的正向電壓。
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MOSFET 導通損耗由下式給出：
（公式10）在我們的應用中，採用的是：
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Pbridge = 2.1 W（假設 Vf 為 1 V）。
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(Pon)max = 1.03 · RDS(on) W。假設 RDS(on) 在高溫下加倍，因此最大導通損耗約為 2.6 · RDS(on) W。
開關損耗不易計算，我們不作預測。相反，根據經驗，我們會假設損耗預算等於 MOSFET 導通的損耗預算。實驗測試將檢驗它們是否低於估算值。
升壓二極體是以下導通損耗的來源：IOUT · Vf，其中 IOUT 是負載電流，而 Vf 是二極體正向電壓。在低壓條件下（調節電平設置為 250V 時），最大輸出電流為 0.4A，二極體導通損耗在 0.4W 範圍內（假設 Vf= 1 V）。PDIODE = 0.4 W。
在定義大容量電容時，通常主要有三個標準/約束：
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磁峰 - 峰值輸出電壓紋波
（公式11）
磁峰-峰值 FB 引腳電壓紋波 (δVFB)pk−pk 通常低於 FB 參考電壓 (VREF= 2.5 V) 的 ±3%（6% 磁峰-峰值），以免在正常操作中在良好的裕量下觸發 OVP 和 DRE 功能。反饋電阻分壓比由下式給出：
（公式12）
（公式13）由此，在 47 Hz 線路頻率下，將 VFB 紋波限制在 6% 的最小 CBULK 為：
（公式14）-
保持時間的規格：
（公式15）其中，保持時間為 10 ms。
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Rms 電容器電流：
Rms 電流取決於負載特性。假設知道電阻負載，我們可以推導出其大小的以下近似表達式：
（公式16）
（公式17）註：文章引用onsemi公眾號公開文章"使用NCP1623A設計緊湊高效的PFC級的關鍵步驟“，原文章出處：使用NCP1623A設計緊湊高效的PFC級的關鍵步驟 (qq.com)
了解更多內容請訪問以上原網站及onsemi 官方網站Intelligent Power and Sensing Technologies | onsemi
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